运用RTD打造高EMC效能的精准温度量测方案

你是否想过如何设计具备高电磁相容性（EMC）的精准温度量测系统?本文将探讨精准温度量测系统的设计考量因素，以及如何提升系统的EMC效能，同时维持量测的精准度。文中介绍测试结果以及资料分析内容，从概念转移到原型，以及从概念转移到市场产品，并举RTD温度量测为例。

精准温度量测与EMC的挑战

温度量测是类比世界中最常用的其中一种感测技术。许多量测技术可用来感测週遭温度。热敏电阻是一种构造简单的小型2缐式元件，具备快速反应，但其非缐性与有限的温度量测范围，使它在精准度与应用范畴面临限制。

电阻温度检测器（RTD）是最稳定且最精准的温度量测方法。RTD设计的难处在于它需要外部刺激、复杂电路、以及校正步骤。热电隅（TC）能提供强固、平价解决方案，涵盖不同温度范围，但需要冷接点补偿（CJC）机制才能建构出完整的系统。相较于热敏电阻、热电隅、以及电阻温度感测器，数位温度感测器拥有最高的准确度。市面上的精准讯号链元件可用来蒐集这些感测器讯号，并转换成绝对温度数值。在工业领域，我们的目标是达到摄氏0.1度的准确度。这种准确量测并不包含感测器误差。表1比较不同种类的温度感测器。

在开发数位温度量测系统，尤其是瞄准工业与轨道运输这类恶尖环境应用，除了要考量准确度与设计难度，还要考量EMC效能这项维持系统稳定的关键特性。

系统需要额外的电路与分立元件来提升EMC效能。然而，更多的保护元件也表示会有更多误差来源。因此，要设计出具备高感测准确度与高EMC效能的温度量测系统，着实是一项艰鉅的挑战。温度量测系统的EMC效能决定了系统是否能在指定的电磁环境中正常运作。

ADI推出的温度量测解决方案，包括精准的类比数位转换器（ADC）、类比前端（AFE）、IC温度感测器等。ADI AFE解决方案针对直接TC量测、直接RTD量测、直接热敏电阻量测提供多重感测器型态的高精准数位温度量测系统，并支援各种客制化感测器应用。此外，某些特殊组态不仅能协助维持高量测准确度，还增加许多EMC保护元件。图1显示典型比例温度量测（ratiometric）度量温度电路与公式。

图1 : 典型比例温度量测（ratiometric）温度量测电路与公式

以下章节介绍温度感测解决方案，引导系统设计者达成最佳EMC效能。

RTD温度量测解决方案

以LTC2983温度量测AFE元件为例，这款系统控制器能透过SPI介面直接从LTC2983读取校正后的温度资料，准确度达摄氏0.1度，解析度为摄氏0.0001度。当连接4缐式RTD后，激励电流轮转（rotation）方法会自动消除热电隅的寄生效应，并减轻讯号电路漏电流的效应。

基于这些功能，LTC2983能协助业者加速设计多通道精准温度量测系统，无需复杂的电路设计就能达到高EMC效能。图2显示EMC保护型LTC2983温度量测系统的模块图。

图2 : EMC保护型LTC2983温度量测系统

RTD无疑是高准确度温度量测的最佳选择，量测范围从摄氏零下200度到摄氏800度。100 Ω与1000 Ω电阻值的白金RTD是最常见的元件，不过也可採用镍或铜材质制造。

最简单的RTD温度量测系统是二缐式组态，但引缐电阻（lead resistance）会产生额外的系统温度误差。三缐式组态可为RTD连接两个匹配的电流源藉以消除引缐电阻，但前提是引缐电阻必须相同才行。Kelvin组态或四缐式组态可消除平衡或非平衡引缐电阻，运用高阻抗Kelvin感测技术直接从感测器进行量测。然而要付出的代价则是四缐式组态的主要限制，因为需要更多缐路，尤其是远端温度量测。图3显示不同的RTD缐路组态。考量实际客户使用情境，本文选用三缐式RTD组态，并测试其EMC效能。

图3 : 不同的RTD缐路组态：（a）二缐；（b）三缐；（c）四缐

二缐与三缐RTD感测器亦可在电路板上採用Kelvin组态。当我们需要在讯号链路中加入限流电阻与RC滤波器来保护元件的类比输入脚位，这些额外的电阻就会产生大量的系统偏移。举例来说，把二缐保护电路换成四缐Kelvin组态就有助于消除这种偏移，因为激励电流不会经过这些限流电阻与RC滤波器，而保护电阻造成的误差则可忽略不计（图4）。

图4 : 四缐式组态消除额外的电阻误差

温度量测系统面临哪些强固性挑战?

如同大多数温度量测IC，LTC2983能耐受超过2 kV的人体放电模式（HBM）静电放电。但在工业自动化、轨道运输、以及其他严苛电磁环境上，电子装置必须面临更高强度的干扰以及更复杂的EMC事件，像是静电放电（ESD）、电气快速暂态脉冲（EFT）、辐射敏感性（RS）、传导干扰性（CS）、以及突波。因此需要额外的分立式保护元件，藉以降低下游元件造成破坏风险，以及改进系统的强固性。

EMC事件的三个元素包括杂讯源、耦合路径（coupling path）、以及接收器。如图5所示，在这个温度量测系统中，杂讯源来自周围环境。耦合路径是感测器缐路，而LTC2983则是接收器。工业自动化与轨道运输一向都採用冗长的感测器佈缐来感测远端元件的温度。感测器佈缐的长度可能为数公尺或甚至数十公尺。更长的佈缐会导致更长的耦合路径，而温度量测系统就会面临更严峻的EMI挑战。

图5 : 温度量测系统EMI事件的三个元素

採用TVS的系统层级保护解决方案

瞬态电压抑制器（TVS）与限流电阻是最常见的保护元件。选择适合的TVS与限流电阻不仅能改进系统强固性，还能维持系统的高量测效能。

表2显示TVS元件的关键参数，其中包括逆向电压、崩溃电压、以及最大嵌位电压的工作峰值（working peak）。逆向电压的工作峰值必须高于感测器讯号的最大值，这样才能确保系统的运行正确。崩溃电压不应高过讯号电压过多，藉此避免产生范围太大的未保护电压。最大嵌位电压决定TVS能够抑制的最大干扰讯号电压。由于逆向漏电流会大幅增加系统的量测误差，因此应选用逆向漏电流最小的TVS。

在正常的工作条件下，TVS元件有相当高的对地阻抗（impedance to ground）。当瞬时电压（transient voltage）高过传入系统输入端的TVS崩溃电压，输入端的电压会在TVS崩溃时立即嵌位（clamped），并提供低阻抗的接地路径，将暂态电流从输入端导向接地。

如图2所示，这个三缐式PT-1000保护电路。三缐式PT-1000连到LTC2983，连结使用的三个邻近通道受到SMAJ5.0A TVS以及一个100 Ω限流电阻提供保护。限流电阻以及下游的电容构成一个低通滤波器，用来盡可能减少输入缐路RF元件；维持每条缐路与接地端之间的AC讯号平衡；以及维持量测频宽有足够的输入阻抗，防止载入讯号源2。差模滤波器–3 dB频宽为7.9 kHz，而共模滤波器–3 dB为1.6 MHz。

这个温度量测系统送交包括IEC 61000-4-2、IEC 61000-4-3、IEC 61000-4-4、IEC 61000-4-5、以及IEC 61000-4-6等标准的测试。在这些测试中，系统必须正常工作并提供精准温度量测功能。接受测试的是Class B三缐式PT-1000，採用长度约10公尺的屏蔽缐。

表3列出IEC 61000-4-x杂讯抗扰性测试项目、试验位准（test level）、以及系统受到EMI事件干扰时产生的温度变动（fluctuation）。图6显示受测时的输出温度资料曲缐，结果与表3最大温度变动相对应。

受到保护之后的温度量测准确度

TVS以及限流电阻能协助温度量测系统防护EMC。TVS结合最低嵌位电压，能更佳保护敏感电路，但它们也会对系统产生量测误差。为抵销这些缺点，必须为TVS採用更高的崩溃电压，因为更高的崩溃电压表示在额定工作电压下漏电流会比较少。TVS较低的漏电流使得系统增加的误差得以缩减。

图6 : 测试时的输出温度资料曲缐

考量这些因素，採用Littelfuse SMAJ5.0A TVS，在大多数电子元件经销商都能买到这款元件，另外再用一颗正负0.1%准确度的100 欧姆限流电阻来保护系统，防止插入任何显着的量测误差。

为达到高量测准确度，採用一个精准的电阻矩阵来取代PT-1000，以及模拟温度的变化。这个精准电阻矩阵经过Keysight Technologies 3458A万用电表的校准。

为降低消除匹配引缐电阻误差的难度，採用四缐式来评测系统的准确度效能，这么做更有助于消除感测器误差。

为更准确计算系统误差，需要运用和LTC2983相同的标准将电阻值转换成温度。感测器制造商公布的温度查表是最准确的转换方法。然而，把每个温度数据点写入处理器记忆体却是不智的作法。因此，我们採用公式来计算温度结果。

图7显示在摄氏零下134到摄氏607度范围内总系统误差沒有超过正负摄氏0.4度。对比图9，该图显示LTC2983对RTD温度量测造成的误差，额外的保护元件让系统误差增加约摄氏正负0.3度，尤其是TVS漏电流。我们可看到随着温度升高，系统误差也跟着增加。在这里，TVS的电流-电压曲缐特性开始显现。

系统误差可用以下公式计算：

T_error= T_eal- T _LTC2983

这里的：

T_error 是造成的LTC2983温度量测系统输出误差，单位为摄氏度数。

Tcal是精准电阻计算出的温度，该数据经过Keysight Technologies 3458A电表校准，单位为摄氏度数

T _LTC2983是LTC2983输出温度，单位为摄氏度数

图8显示系统峰对峰杂讯不会超过摄氏正负0.01度。这个结果与资料表相符。

图7 : 系统误差对比温度

图8 : 系统峰对峰杂讯对比温度

图9 : LTC2983误差对RTD温度量测造成的影响

图10 : 激励电流轮转组态：（a）顺向激励电流；（b）逆向激励电流

TVS误差组成与优化组态

大家可从元件资料表找到TVS的电流-电压曲缐特性。然而，大多数TVS制造商只针对元件参数提供额定值?而不是所有的电流?电压资料，因此需要这些资料来计算TVS在特定电压下的误差组成（error contribution），尤其是漏电流误差。

这个应用中採用Littelfuse SMAJ5.0A TVS。在测试一些样本后，我们发现漏电流在1V逆向电压下约1微安培，远低于TVS资料表的最大逆向漏电流。这个漏电流造成大部分的系统误差。但如果启动LTC2983的激励电流轮换程序，漏电流误差效应就会大幅降低。图10显示激励电流轮换组态以及TVS漏电流。

当 R_sense和经过RTD的激励电流相同，RTD电阻 R_T可用方程式计算出：

当使用激励电流轮换组态计算逆向激励流（如图10（b）所示），RTD电阻R_RTD2的计算公式为：

V_sense2= R_sensex(I_exc-I_TVS1-I_TVS2-I_TVS3-I_TVS4)

V_RTD2=R_RTDx(I_exc-I-_TVS3-I R_TVS4)

这里的：

V_sense2是感测电阻量到的电压值

V_RTD2是RTD在逆向激励流週期量到的电压值，如图10（b）所示

R_RTD2是RTD在逆向激励流週期的计算值

根据TVS量测资料，在2伏逆向电压下，最大漏电流与最小漏电流之间的差距平均约为10%。4个TVS的位置与匹配度（matching degree）可能导致系统误差提高到极大的程度。为反映哪方面的误差最大，我们假设ITVS为平均漏电流，而I_TVS1= I_TVS2= 0.9 × I_TVS，另外I_TVS3= I_TVS4 = 1.1 × I_TVS.

如果沒有採用激励电流轮换组态，那么R_RTD1或R_RTD2就会含有最大TVS误差组成，

当採用激励电流轮换组态时，最终计算的结果会是

Error(R_RTDROT)=R_RTDROT-R_RTD

Error(R_RTD1)=R_RTD1-R_RTD

Error(R_RTD2)=R_RTD2-R_RTD

当Error（R_RTDROT） = min {Error（R_RTD1）, Error（R_RTD2）}，那么Error（R_RTDROT）会等于Error（R_RTD1） 抑或Error（R_RTDROT）会等于Error（R_RTD2）。根据Equation 13 到Equation 18，当 I = 6 × I_TVS，Error（R_RTDROT）会等于min {Error R_RTD1）, Error R_RTD2 }. 当I_exc= 6 × I_TVS，系统准确度会因TVS漏电流而降低16.7%

根据组态以及测试结果，I_exc > 6 × I_TVS，因此

Error R_RTDROT RTD1), Error(R _RTD2)}

通常 I_exc > 100 × I_TVS。

图11显示系统误差，R_RTDROT是最终RTD电阻计算结果，採用激励电流轮换法。

Error（R_RTDROT）是TVS误差组成，採用激励电流轮换组态，单位为摄氏度数。

Error（R_RTD1）与Error（RRTD2）为TVS误差组合，沒有採用轮换组态，单位为摄氏度数

上述的推导显示激励电流轮换组态能减少TVS漏电流误差组成。以下测试结果也确认我们的判断。

图11显示在不同激励电流模式与TVS组态下的系统误差。如图所示，当沒有使用TVS时，轮换与非轮换组态下的系统准确度大致相同。然而，若是自动启用电流轮换则能消除寄生热电隅效应。当使用TVS来保护系统时，总系统误差会升高。但激励电流轮换组态能大幅降低TVS漏电流的误差影响，因此有助于在大多数温度量测范围内达到类似非TVS保护系统的准确度。相较于沒有採用TVS的系统，额外的误差来自TVS元件对元件的制造变异。

图11 : 系统误差对比不同硬体与软体组态

总结

温度量测系统的设计通常不会被认为是一项困难的任务。然而，对大多数系统设计者而言，要开发一个高准确度且强固的温度量测系统却是一大挑战。LTC2983智慧数位温度感测器能协助设计者克服这项挑战，开发出能更快上市的产品。

本文介绍一些特定组态的准确度与EMC效能测试结果，设计者可以选用不同TVS元件与限流电阻取得不同的量测准确度与EMC效能，藉以因应各种保护需求。