高压直流模块的DCDC驱动电路方案

高压直流模块的DC-DC驱动设计要求：

（1） 开关频率：90kHZ-300kHZ；

（2） 所用功率器件：MOSFET，不能用IGBT；

（3） 占空比范围：PFM 50% duty，PWM 0-95% duty；

（4） 死区时间：200ns左右，依据所选MOSFET的关断延时决定，尽量小；

（5） 驱动电压：正平台电压大于10V；需要驱动负压，-2V或以下。驱动供电电源设计为15V左右。

（6） 采用副边控制，需要隔离驱动，隔离电压：3000kVrms；

（7） 需要MOSFET快速关断电路；

（8） 需要推挽电路增大驱动输出功率；

（9） 需要考虑MOSFET并联时的均流问题；

（10） 需要对之前模块的驱动相关问题进行排查，规避以往驱动电路的问题；

（11） 驱动芯片要求兼容CMOS电平，能直接从DSP侧作为输入；

已有驱动电路分析

当前已有的方案情况：

（1） 整个多路的DC-DC驱动电路只有一路电源供电。通过驱动变压器隔离，1拖2。驱动供电在驱动变压器原边。

（2） 华为336驱动方案，控制侧一路，驱动侧2路，共需3路电源。实际驱动侧采用自举供电的方式，保证一路电源能同时给上下桥供电。驱动变压器为1拖2。实际驱动供电在驱动变压器副边，驱动变压器原边只负责控制和隔离。

（3） 台达样机的驱动方案，需要更多路电源。具体是：控制侧一路电源，驱动侧每个桥臂都有一路单独的隔离电源。驱动变压器原边依旧只负责控制，驱动供电由副边完成。

三种驱动电路对比：

假如将这三种类型的驱动电路分别应用到交错并联LLC的驱动电路上，对比如下：

初步判断，在这三种驱动电路里面，已有模块的驱动电路方案成本最低。

已有模块的驱动电路存在的问题

已有模块驱动电路存在一个较大的问题，就是死区时间内，驱动不受控的问题。如下图：

驱动变压器的每个副边都会输出三个电平，正电平，0电平和负电平。在刚从正电平进入0电平时，驱动的快速关断电路动作，MOSFET关断。随后由于驱动电压不断下降，Q30的1、2脚之间的电压也降低至0.7V以下，Q30关断，快速关断电路不起作用。由于驱动变压器原边无能量传递到变压器副边，MOSFET的驱动实际处于不受控状态，其G/S之间就只靠1个无源器件（4.7k的电阻）来将拉低。一般在PFM态下，0电平时间短，一般不会存在问题。但是在PWM态下，0电平时间会变长，驱动不受控时间变长。在有干扰的情况下，通过米勒电容，G/S之间的电容被充电使得驱动电压抬高，模块开通。最严酷的情况，甚至可能导致上下桥直通，模块炸机。

解决该驱动电路问题的方法

解决此驱动电路的这个问题，就是要让MOSFET的驱动侧一直受控。最初想到的可能解决方案有四个：

（1） 考虑其它的隔离方式，比如光耦隔离；

（2） 考虑选用开通门槛电压高的MOSFET或者IGBT；

（3） 驱动变压器改为1拖1的方式，同时保留驱动负压，可保证MOSFET G/S端受控；

（4） 驱动供电电源改为在驱动变压器副边供电，驱动变压器原边只负责控制，类似华为和台达模块的方式；

方案1可行性分析：

此方法理论上可行，但实际无优势。主要原因是：光耦副边同样需要电源供电，会多出N路电源；且光耦一般还存在可靠性、响应延时、隔离电压等级越高价格越贵等问题。采用此种方案无论是成本还是可靠性上都没有优势，因此放弃。

方案2可行性分析：

在我理解看来，已有模块的方案中，在G/S之间挂了一个4.7k电阻的情况下，死区时间内依旧容易出问题的其中一个原因，是因为MOSFET的门槛电压太低，经不起风吹草动。

下面是已有模块所用MOSFET的三家产品的门槛电压情况：

另外，查了一下常用的富士和东芝MOSFET的开通门槛电压，如下：

富士MOSFET：

东芝MOSFET：

除了英飞凌的部分管子的门槛电压最低为3.5V以外，其它管子最低电压都是3V。需要查看一下15k以往的管子损坏数据，是否最低门槛电压为3.5V的IPX65R110CFD损坏较少。

但是从驱动电路设计需要能兼容各家管子的角度来看，采用择管子的方式来规避这个问题，不合适。另外，由于开关频率在100K以上，无法用门槛电压高的IGBT。因此，此方案放弃。

方案3可行性分析：

若采用方案3，驱动变压器1拖1，基本的原理图如下：

驱动变压器原边：

驱动变压器副边：

从原理图可见，驱动变压器1拖1，驱动变压器副边输出电平从3个改为了2个，电平稳定，不会出现上面的问题。

方案4可行性分析：

采用华为的驱动电路，也可以解决驱动电路的该问题。

华为模块具体解决该问题的方式，包含了下面几个部分：

（1） 驱动变压器只负责控制和隔离，不负责传递驱动能量；驱动能量从副边再引入电源提供；

（2） 采用上图红圈内的二极管，保证了1拖2时的驱动变压器副边负压在进入驱动芯片前消耗掉，送入驱动芯片的电压只有正驱动电压和0电平（UCC27324的电源电压供电范围为-0.3V到16V）。

（3） 采用上图红圈内的下拉电阻，保证了在死区时间内，能快速的驱动变压器副边杂生电感附带的能量消耗掉，死区时间内保持低电平。采用10k电阻就能搞定的原因，还是因为驱动变压器只传递控制信号而不传递驱动能量，驱动变压器副边杂生电感残存的能量少。

查看UCC27324的datasheet，如下：

低电平的上限为1V，可以满足使用要求。

成本分析

将方案3和方案4所用器件情况：

从综合成本比对来看，方案3比方案4便宜1.16元，方案3较有优势。

但是，问题在于，方案3需要选用8个驱动变压器，由于驱动变压器为插件器件，需要占用PCB正面的位置。这对于当前非常有限的PCB空间而言，又是一个挑战。

对于方案4，仿照华为电路，总共用了12个驱动芯片，这是其成本最贵的地方。可能的原因，是华为采购27324的价格非常便宜。实际上，副边还采用27324，非常的浪费。

这里将华为模块的优点和台达模块的优点合在一起，即在驱动变压器副边，将27324修改为推挽电路，将每个桥臂单独供电改为华为模块的自举供电，变成方案5。成本对比如下：

因此，推荐采用方案5。

推荐驱动电路

从成本和PCB正面空间占用情况考虑，推荐采用方案5，类似华为模块的驱动电路，但是将驱动变压器副边的UCC27324改为推挽电路。